自從傳送出第一筆無線電波之后，工程師就持續發明新方法，以優化電磁微波訊號。RF 訊號已廣泛用于多種應用，其中又以無線通信與 RADAR 的 2 項特殊應用正利用此常見技術。就本質而言，此 2 項應用的獨到之處，即是利用電磁波的空間維度 (Spatial dimension)。直到今天，許多無線通信系統整合了多重輸入/輸出 (MIMO) 天線架構，以利用多重路徑的訊號傳播 (Propagation) 功能。此外，目前有多款 RADAR 系統均使用電磁波束控制 (Beam steering)，以取代傳統的機械控制傳輸訊號。這些應用均屬于多通道相位同調 (Phase coherent) RF 量測系統的主要行進動力之一。

    就本質而言，此 2 項應用的獨到之處，即是利用電磁波的空間維度 (Spatial dimension)。直到今天，許多無線通信系統整合了多重輸入/輸出 (MIMO) 天線架構，以利用多重路徑的訊號傳播 (Propagation) 功能。此外，目前有多款 RADAR 系統均使用電磁波束控制 (Beam steering)，以取代傳統的機械控制傳輸訊號。這些應用均屬于多通道相位同調 (Phase coherent) RF 量測系統的主要行進動力之一。

 

    The modular architectures of PXI RF 儀器 (如 NI PXIe-5663 6.6 GHz RF 向量訊號分析器與 NI PXIe-5673 6.6 GHz RF 向量訊號產生器) 的調變架構，使其可進行 MIMO 與波束賦形 (Beamforming) 應用所需的相位同調 (Phase coherent) RF 量測作業。圖 1 表示常見的量測系統，為 1 組 PXI-1075 - 18 槽式機箱中安裝 4 組同步化 RF 分析器，與 2 組同步化 RF 訊號產生器。

圖 1. 常見的 PXI 相位同調 RF 量測系統

    此篇技術文件將說明設定相位同調 RF 產生或擷取系統時，其所需的技術。此外，亦將針對多組 RF 分析器之間的相位延遲，逐步呈現校準作業，以達最佳效能。

 

    若要設定任何相位同調 RF 系統，則必須同步化裝置的所有頻率訊號。透過 NI PXIe-5673 - 6.6 RF 向量訊號產生器，即可直接進行升轉換 (Upconversion)，以將基頻 (Baseband) 波形編譯為 RF 訊號。圖 2 即說明雙信道 RF 向量訊號產生器的基本架構。請注意，在 2 個通道之間必須共享 2 組基頻取樣頻率與局部震蕩器。

圖 2. 同步化 2 個 RF 產生通道

      在圖 2 中可發現 NI PXIe-5673 共包含 3 個模塊，分別為：PXI-5652 連續波合成器 (Synthesizer)、PXIe-5450 任意波形產生器，與 PXIe-5611 - RF 調變器。由于這些模塊可合并做為單信道的 RF 向量訊號產生器，因此亦可整合其他任意波形產生器 (AWG) 與 RF 升轉換器 (Upconverter)，用于多信道的訊號產生應用。在圖 2 中，共有 1 組標準的 PXIe-5673 (由 3 個模塊所構成) 整合 1 組 NI PXIe-5673 MIMO 擴充組合。而擴充組合共容納了 1 組 AWG 與調變器，可建構第二個訊號產生信道。

 

      除了 PXIe-5673 - RF 向量訊號產生器之外，PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器亦可設定用于多通道應用。當設定多組 PXIe-5663 進行相位同調 RF 訊號擷取作業時，亦必須注意類似事項，以確實進行 LO 與基頻/中頻 (IF) 訊號的同步化。PXIe-5663 可利用訊號階段 (Signal stage) 并降轉換為 IF，亦可進行數字升轉換為基頻。與傳統的 3 階段式超外差 (Superheterodyne) 向量訊號分析器不同，此架構僅需于各個通道之間同步化單一局部震蕩器 (Local oscillator，LO)，因此為設定相位同調應用最簡單的方法之一。若要同步化多組 PXI-5663 分析器，則必須于各組分析器之間分配共享的 IF 取樣頻率與 LO，以確保各個通道均是以相位同調的方式進行設定。圖 3 則為雙信道系統的范例。

圖 3. 同步化雙信道的 VSA 系統

    在圖 3 中可看到 PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器是由 PXI-5652 連續波合成器、PXIe-5601 - RF 降轉換器，與 PXIe-5622 - IF 示波器所構成。當向量訊號分析器整合 PXIe-5663 MIMO 擴充組合時，隨即新增了降轉換器與示波器，以建構雙信道的 RF 擷取系統。

若要了解多組 RF 向量訊號分析器的同步化方法，則必須先行深入了解 PXIe-5663 - RF 訊號分析器的詳細程序圖。在圖 4 中可看到，即便僅使用單一 LO 將 RF 降轉換為 IF，則各組分析器實際亦必須共享 3 組頻率。

圖 4. PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器的詳細程序圖

      如圖 4 所示，各個 RF 通道之間必須共享 LO、ADC 取樣頻率、數字降轉換器 (DDC)，與數值控制震蕩器 (Numerically controlled oscillator，NCO)。如圖 4 所見，即便各組示波器之間共享 10 MHz 頻率，其實亦極為足夠。當各組示波器之間僅共享 10 MHz 參考時，即可產生非相關的信道對信道相位抖動 (Phase jitter)；而于 IF 產生的相位噪聲強度，亦將由 RF 的 LO 相位噪聲所覆蓋。

 

      在了解相位同調 RF 擷取系統的精確校準方式之前，必須先了解應如何于基頻觀察 RF 的訊號特性。此處以相同中心頻率，且以回送 (Loopback) 模式設定的 VSG 與VSA 為例。如圖 5 所示，具備精確分析器中心頻率的降轉換 RF 訊號，將依基頻呈現為 DC 訊號。此外，由于基頻訊號屬于復雜波形，因此亦可將訊號的相位 (Θ) 分析而為時間函式。在圖 5 中可發現，只要 RF 向量訊號產生器與分析器互為同相 (In-phase)，則「Phase vs. time」波形將呈現穩定的相位偏移 (Phase offset)。

圖 5. 了解基頻訊號頻率偏移所造成的影響

 

    相對來說，只要 RF 音調 (Tone) 與分析器的中心頻率產生小幅誤差，隨即可造成極大的差異。當降轉換為基頻時，偏音 (Offset tone) 所產生的基頻 I (亦為 Q) 訊號即屬于正弦波。此外，基頻正弦波的頻率即等于「輸入音調與分析器中心頻率之間的頻率差異」。因此如圖 6 所示，「Phase versus time」圖將呈現線性關系。

圖 6. 未校準系統中的 10 MHz 音調「Phase vs. Time」關系圖

    從圖 6 可發現，相位于每個微秒 (Microsecond) 可提升將近 360 – 亦即所產生的音調與分析器的中心頻率，可確實為 1 MHz 偏移。圖 6 中亦可發現，2 組同步取樣示波器之間保持著極小卻穩定的相位差 (Phase difference)。此離散相位差是起因于 LO 供電至各組降轉換器之間的連接線長度差異。如接下來所將看到的，只要針對其中 1 個 RF 通道調整 DDC 的開始相位 (Start phase)，即可輕松進行校準。

    如圖 7 所示，要量測 2 組分析器之間相位偏移的精確方式之一，即是以 2 組分析器的中心頻率產生單一音調。

圖 7. 雙通道 RF 分析器相位的校準測試設定

    透過分配器 (Splitter) 與對應的連接線長度，即可量測各組分析器的「Phase versus time」。假設訊號產生器與分析器均集中為相同的 RF 頻率，則可發現各組分析器的「Phase versus time」圖甚為一致。圖 8 即呈現此狀態。

圖 8. 各組同步取樣的 ADC 均將具有相同的相位偏移

    從圖 8 可明顯發現，共享相同 LO 與 IF 取樣頻率的 2 組分析器，將維持穩定的相位偏移。事實上，各組分析器之間的相位差 (圖 8 中的 ∆Θ = 71.2°) 均可進行量測并補償之。若要補償各組分析器之間的相位差，則僅需于 DDC 中調整 NCO 的開始相位。若 NCO 所使用的 IF 中心頻率，即用于產生最后基頻 I 與 Q 訊號，則此 NCO 本質即為數字正弦波。在圖 8 中可發現，以菊鏈 (Daisy-chained) 方式連接的 RF 分析器，可透過特定中心頻率產生 71.2° 的載波相位差。在整合了第二組 LO 的連接線長度，與其所使用的中心頻率之后，即可決定確切的相位偏移。若將 71.2° 相位延遲 (Phase delay) 套用至主要 DDC 的 NCO 上，則可輕松調整 2 個信道的基頻訊號相位；如圖 9 所示。

圖 9. 校準過后的相位同調 RF 擷取通道「Phase vs. Time」

    一旦校準各組分析器的 NCO 完畢，則 RF 分析器系統即可進行 2 個通道以上的相位同調 RF 擷取作業。事實上，多通道應用可同步化最多 4 組 PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器。

 

    當 MIMO 與波束賦形技術正蓬勃發展時，亦對測試工程師帶來新的挑戰；而模塊化的 RF 儀控功能更可提供高成本效益且精確的量測解決方案。而進一步來說，如 PXIe-5663 VSA 與 PXIe-5673 的 PXI 儀器，則可設定為最多 4x4 MIMO 與相位同調 RF 量測的應用。