摘要

本文第二部分介紹如何測量高壓或負供電軌上的電流，以及如何為I_MON檢測方法設置配置寄存器。本文闡述了測量電流的精度考慮因素，并提供了使用LTpowerPlay^®進行器件編程的相關說明。在第一部分，我們介紹了電流檢測的基本概念，包括各種方法和電路拓撲。

超出器件限制

LTC297x器件對施加于V_SENSE和I_SENSE引腳的電壓存在限制。電壓最高不得超過6 V。接下來，我們主要討論LTC297x系列中的大部分產品，LTC2971除外，其電壓限值為±60 V。對于電壓大于6 V或者為負電壓的供電軌，必須設計一種間接檢測電感或檢測電阻兩端電壓的方法。

電阻分壓器

如果電源電壓高于I_SENSE引腳的最大額定電壓，人們可能會傾向于使用兩個分壓器。這樣考慮似乎很合理，直到您需要計算分頻“信號”的誤差。在檢測元件的每一邊安裝一個分壓器。獲取每個分壓器的“輸出”，然后傳輸至LTC297x檢測引腳。如果上下電阻比相互匹配，就可以實現準確分頻HV信號的目標。電軌電壓經過充分的分壓，使LTC297x輸入電壓保持在其限值內，經過分壓的輸出電壓則提供比例電壓，可由LTC297x進行測量。但是，電阻容差要求使這種方法并不可行。此外，對電壓進行分壓的次數越多，誤差就越大。例如，如果只有其中一個電阻產生僅僅0.1%的誤差，會得出一個固定的偏置誤差。增益誤差所占的比例極小，主要是偏置誤差。

舉例來說，如果您需要測量12 V電源的輸出電流。該電源可以提供2 A，并且輸出路徑中配置了一個10 mΩ分流電阻(R_SNS)。在滿負載下，這個分流電阻會生成一個20 mV信號。因此，可以選擇3次分流電路，且頂部和底部分別選擇2 kΩ和1 kΩ電阻。這使得I_SENSE引腳的共模電壓為4 V。使用相對較低的值是為了保持較低的源阻抗，正如LTC297x器件一樣，以減少由分壓器的戴維南等效電阻引起的漏電流誤差。

圖1.用于進行電流檢測的電阻分壓器會產生很大的誤差

假設在空載條件下，并且所有電阻都是理想的。每個分壓器中點為4.00 V，delta V為零。因此，LTC297x的READ_IOUT值為0.000 A。但是，如果其中一個2 kΩ組件的電阻高達0.1%(2002 Ω)，delta V則為2.665 mV。但是注意，正如I_SENSE檢測到的，滿量程值為20 mV/3或6.667 mV。2.665 mV讀數轉化為0.4 A輸出電流。這是預期的滿量程讀數的40%！如前所述，引入的誤差是偏置誤差，不是增益誤差。但不管是哪種，都是很大的誤差。這種方法對電阻容差過于敏感，所以我們必須尋找另一種解決方案。

高端檢測放大器

因為LTC2972/LTC2974/LTC2975對I_SENSE引腳的電壓限值為6 V，所以使用高端電流檢測放大器(CSA)進行電平轉換來解決這個問題。LT6100/LTC6101常用于固定/用戶可選的增益。與使用分壓電阻相比，其精度更高。

圖2.用作電平轉換器的電流檢測放大器

相關方程和條件如下：

CSA的V_OUT = I_LOAD × R_SNS × (R2 / R1)

設置IOUT_CAL_GAIN = R_SNS × (R2 / R1)

保持V_ISENSEP < ±170 mV

LTC2971用于在高壓軌上進行電流檢測

對于高壓軌，使用LTC2971（2通道DPSM）直接檢測電流和高達60 V的電壓。LTC2971具有四種不同的訂購選項。LTC2971-1支持在一個通道上進行60 V檢測，在另一個通道上進行–60 V檢測。LTC2971-2支持兩個通道均為–60 V，LTC2971-3選項支持60 V和1.8 V。LTC2971的兩個通道均支持60 V檢測。如果直接連接到IOUT_SNS引腳，可避免使用外部CSA。使用該CSA會導致增加成本、占用更多板空間，并帶來誤差。LTC2971電流測量精度為READ_IOUT讀數的0.6%。

表1.LTC2971訂購選項

低端電流檢測

在有些用例中，可以選擇低端電流檢測。將檢測電阻放在負載低端，并將I_SENSE引腳連接到電阻。這樣，I_SENSE引腳的共模電壓可以接近GND。如果電源電壓大于6 V，那么它可能也適合您的應用。這是一個很好的解決方案，可用于測量幾乎所有電源軌上的電流，包括高壓軌。選擇R_SENSE值時需兼顧兩個方面，要獲取足夠大的信號，以實現出色的精度，阻抗還要足夠低，不會造成大幅IR壓降，導致輸出電壓和負載一樣下降，即負載調整不良。圖3顯示V_SENSE的反饋電阻和開爾文檢測連接。開爾文檢測是一個術語，用來描述與檢測元件之間的連接，不包括壓降。

在為檢測電阻建立電流返回路徑時，應非常小心。許多高密度板設計為具有多層接地澆筑層(ground pour)，使得返回的電流可以流經多條路徑。使用分流電阻之后，可以迫使返回的電流流經此元件，從而使得開爾文檢測連接跨過該元件，重新連接至PSM器件的I_SENSE引腳。

圖3.低端檢測解決了高壓電流檢測問題，但存在弊端

負電軌上的電流檢測

可以使用幾種不同的方法來監測負電源的輸出電流。較簡單的解決方案是使用低端CSA，例如LTC6105。圖4顯示跨過分流電阻連接的輸入，CSA由PSM的VDD33和負電軌的低端供電。輸出是單端信號，可以連接到PSM的I_SENSE或V_SENSE引腳。

如果CSA連接到I_SENSE引腳，則將IOUT_CAL_GAIN設置為R_SNS × GAIN_CSA。例如，如果分流電阻為10 m?，CSA增益為10，則將IOUT_CAL_GAIN設置為100。IOUT_CAL_GAIN單位為毫歐。

圖4.使用CSA (LTC6105)檢測電流

使用LTC2971-1或LTC2971-2監測負電源的輸出電流是一種非常簡單的解決方案。它們是都雙通道器件，LTC2971-2的兩個通道可以檢測60 V電壓軌上的電流。LTC2971-1只能檢測通道1的負電軌上的電流。

圖5.無需外部組件即可檢測負電軌上的電流

注意：LTC2971的READ_VOUT值采用L16格式，是無符號數值。在GUI中顯示的負電軌電壓值是反相的。

圖6.LTC2971-1通道1和LTC2971-2兩個通道的LTpowerPlay設置選項卡

I_MON示例

電流驅動I_MON引腳允許用戶選擇電阻值，用于設置電流檢測增益和最大電壓。PSM器件測量I_SENSEP和I_SENSEM引腳之間的電壓差，檢測增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN來設置，這與分流檢測類似。

我們以LT3081 LDO穩壓器的I_MON引腳為例來說明。LT3081 I_MON電流=負載電流/5000。假設使用一個2 kΩ電阻。負載電流放大器的I_MON引腳電壓為：

V_IMON = (I_LOAD / 5000) × 2000 Ω = 0.4 V/A

圖7.使用LT3081 I_MON引腳

如果負載電流為2 A，則I_MON電壓為0.8 V。根據此公式，可以看出只需增大I_MON電阻值，即可提高I_MON電壓對負載電流的靈敏度。如果這樣做的話，最大電壓（滿負載）可能遠>1 V。PSM器件的I_SENSE引腳需要適應這種大幅偏移。對于LTC2974/LTC2975，這會影響差分電壓（限制為±170 mV）。幸運的是，LTC2971和LTC2972有一個配置位，當imon_sense置位時，讓電流檢測電路進入一種模式，該模式允許檢測單端電壓高達6 V。

圖8.MFR_CONFIG imon_sense位

必須根據我們選擇的硬件來設置配置命令。在本示例中，IOUT_CAL_GAIN應設置為400 (0.4 V/A)。單位為毫歐。如果沒有可能會影響READ_IOUT值的溫度系數或熱時間常數，則其他與電流相關的命令可能具有默認值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的默認值設置為零。

LT7101降壓穩壓器的I_MON引腳就是一個具有電壓驅動輸出的引腳示例。輸出還具有失調電壓。也就是說，在空載條件下，I_MON引腳保持0.4 V。開始時，這似乎是有問題的，因為差分電壓限值為±170 mV。但是，LTC2972/LTC2971 PSM器件可以檢測這種類型的I_MON引腳，并允許I_SENSE引腳上具有更大的差模信號。給大家展示一個具體示例

圖9.使用LT7101 I_MON引腳

通過將LTC297x I_SENSEM引腳接地，并將I_SENSEP引腳連接至I_MON引腳，可以將LTC2971/LTC2972連接至LT7101。命令值可以通過下式計算：

從READ_IOUT公式開始，

重寫求解IOUT_CAL_GAIN的方程：

假設T_CORRECTION = 1。

LT7101數據手冊給出了1 A和0.25 A負載電流的I_MON電壓電平，分別為1.21 V和0.603 V。所以，IOUT_CAL_GAIN值為：

IOUT_CAL_OFFSET為：

IOUT_CAL_OFFSET為負值，因為需要減去READ_IOUT值。您可能會發現，需要更改計算得出的寄存器值，以便更好地將測得的負載電流與READ_IOUT讀數關聯起來。這需要增加校準步驟。驅動已知的負載電流，然后比較READ_IOUT值和預期值，將調整后的值寫入IOUT_CAL_GAIN和/或IOUT_CAL_OFFSET。一般來說，許多穩壓器的I_MON精度不如用于測量電流的檢測電阻的精度高，但是，校準電流測量值可以大大改善其精度。

精度

電流測量的精度取決于多個因素之和。在大多數系統中，精度在負載電流范圍的中高端非常重要。有些系統要求在輕負載條件下提供出色的精度，這意味著檢測鏈中的信號非常小。我們可以將精度影響因素分為四類：檢測元件、板布局、放大器和檢測測量電路。

在更詳細地討論精度之前，需要先定義術語TUE�？偡钦{整誤差或TUE是每個LTC297x數據手冊中都會列出的一項規格參數。包括電流和電流測量的TUE規格。TUE是從V_SENSE或I_SENSE引腳到芯片的數字部分這一路徑中，緩沖區和放大器中的PSM器件的內部基準電壓源、增益和偏置誤差共同導致的  組合誤差。TUE是最差情況下的誤差，以所有過程變化和溫度范圍內的READ_IOUT或READ_VOUT讀數的百分比表示。這樣就無需再計算芯片中的單項誤差，例如V_REF誤差和ADC誤差。外部組件（CSA和相關電阻、分流電阻、電感DCR、I_MON電流）各自會產生誤差，必須在總誤差預算中加以考慮。

如前所述，置于輸出路徑中的電阻檢測元件的精度最高。R_SENSE容差一般為1%。它們成本較低，容易獲取。數值范圍一般在0.5 m?至幾十m?之間。要確定該值，必須考慮相關的電流范圍和范圍兩端需要達到的精度。電流流經R_SENSE時，元件上會生成小電壓delta V。我們需要測量該信號，并通過歐姆定律將其轉換成電流。我們可能希望獲得足夠大的信號，以在輕負載條件下實現出色的精度；但是，在大負載下IR會大幅下降，會對電源性能造成負面影響。我們假設穩壓器的反饋來自負載本身，檢測點連接在負載上。因此，輸出路徑（高端和GND返回路徑）中會出現壓降。R_SENSE位于穩壓器的反饋回路內。其中也包括布局中會導致IR損失的PCB銅。

下方是一個關于精度的示例。假設電源的最大電流為10 A，我們希望精度能低至100 mA。在滿負載時，建議將IR壓降保持在<50 mV。如果檢測電阻位于反饋回路中，則可以產生更大的檢測電壓。大信號的缺點在于檢測元件中存在功率損耗。這是在選擇電阻值時需做出的基本取舍。R_SENSE值是基于滿負載電流狀態下檢測到的電壓計算得出，在本例中，為50 mV/10 A或5 m?。假設我們選擇容差為1%的5 m?檢測電阻。

實現的精度為1%（電阻容差）+ 0.3%（數據手冊中給出的TUE）或1.3%，因為LTC2972/LTC2974/LTC2975輸入檢測電壓>20 mV，該值可以轉換為大于4 A的負載電流。檢測電平<20 mV時，給出的TUE為±60 µV。負載電流為100 mA時，生成的信號為0.1 A × 0.005 ?或500 µV。在±12% (60 µV/500 µV)的輕負載條件下，誤差要大得多，這主要取決于TUE，而電阻容差對精度的影響不大。按絕對值計算，其誤差僅為±12 mA。TUE會導致內部基準電壓源誤差和ADC誤差。選擇容差更嚴格的檢測電阻，得到的精度也會更高。

表2.I_SENSE精度計算示例

上述內容針對LTC297x系列中的大多數產品，適合<6 V的電源軌，其中，LTC2972/LTC2974/LTC2975 I_SENSE引腳可以直接跨接在檢測元件上，從而無需使用外部CSA。如果電源軌>6 V，則PSM管理器系列中的大多數產品都需使用CSA。LTC2971除外，它可以直接連接高達±60 V的I_SENSE引腳。LTC2971的TUE為0.6%，是LTC2972/LTC2974/LTC2975的兩倍；但是，IOUT_SNS引腳可直接連接至電源電壓高達±60 V的檢測電阻。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987來測量>6 V的電源電壓上的輸出電流時，可以使用CSA單端輸出來驅動V_SENSE引腳�？梢允褂萌魏瓮ǖ溃�adc_hires位應保持其默認設置值0。從READ_VOUT寄存器讀取輸出電流測量值，且必須將該值從電壓轉換為電流。需要注意的是，V_SENSE引腳具有更大的動態范圍，大于LTC2974/LTC2975的I_SENSE引腳的170 mV限值范圍。由于V_SENSEP引腳可以驅動至6 V，所以，可以將CSA增益設置得更高，以生成更大的檢測電壓。此外，CSA的輸入失調電壓V_OS也需要考慮。V_OS與增益的乘積決定CSA的輸出誤差。如果V_OS為85 µV (LTC6101)，增益設置為100，輸出誤差可能達到8.5 mV。V_SENSE 引腳<1 V時的TUE為2.5 mV，>1 V時則為0.25%。CSA增益應設置為低值，以盡可能降低輸出誤差，但需要足夠大，以利用V_SENSE引腳的大信號范圍。對于給定的增益設置，CSA導致的誤差是固定的mV誤差。轉換后的輸出電流值的誤差顯示在最后一列。表8描述了一個示例。R_SENSE為5 mΩ。

表3.adc_hires = 0時，使用外部CSA計算得出的LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987的精度

這說明，外部CSA可以為高檢測電壓提供相當不錯的精度，但是在低檢測電平條件下，會導致更多誤差。

通過生成適當的檢測電壓或信號，可以實現準確的電流測量。來自檢測元件的delta V需要足夠大，以克服芯片和其他來源（例如布局）導致的噪聲和誤差。先確定輕負載精度的重要性，然后預估信噪比(SNR)。通過將產生可接受精度的最低檢測電壓除以待檢測范圍中最低的電流值，可以計算出最佳值。

要實現高精度，最好是創建足夠大的信號并盡可能降低元件/布局誤差。也就是說，使用較大的R_SENSE值和容差較小的電阻。您也可以考慮校準電流回讀值。采用已知的負載電流，觀察READ_IOUT值。調節IOUT_CAL_GAIN值，盡量降低回讀值的誤差。使用STORE_USER_ALL命令，將更改過的值存儲到芯片的EEPROM中。

檢流電阻檢測精度

檢流電阻方法的優勢在于，它比電感DCR方法更準確，因為分流電阻值的精度一般能達到1%或更高。與電感DCR相比，其溫度系數相當低。但是，即使購買容差很小的電阻，也可能因為布局和焊接問題而失去效用。

分流電阻方法的劣勢在于，它會因IR壓降產生損耗。這會導致發熱，并且在輸出路徑中會出現壓降。如前所述，將檢測電阻置于反饋環路內可以大大減少IR壓降，使穩壓器環路將壓降減少到可忽略不計的水平。

因為LTC297x差分輸入電流會導致差分誤差電壓，所以Rcm電阻的值必須相同。不匹配的Rcm電阻會因為濾波器器件容差而產生誤差。通常，這些電阻值應小于1 kΩ。

圖10.I_SENSE引腳電流

布局

無論您是計劃使用分立感測電阻，還是使用電感DCR來測量電流，在高負載條件下，布局都很重要。這很可能導致在焊接連接中出現IR壓降，感測連接也會受到影響。最好避免與檢測點之間會出現IR壓降的焊盤進行感測連接。如果比較圖11中顯示的布局，會發現連接至焊盤內部的連接示例中只有少量或沒有IR壓降，這是因為焊盤的這些區域中不會發生或很少發生電流流動。標記為“一般”的布局會因為檢測點（焊盤側面）所在的位置（位于在電流路徑中）出現IR壓降。

圖11.分流電阻的布局建議

市面上提供4端口檢測電阻。兩個端口用于連接主電流電路，另兩個端口用于進行開爾文檢測連接。對于要求在大于20 A的電流下具有出色精度的應用，可以采用4端口合金檢測電阻，其值可以低至100 µΩ。有些制造商指定高值電阻的容差比低值電阻更小，所以此時需要做出基本的權衡取舍——要求精度達到0.1%時使用1 mΩ，或達到0.5%時使用400 µΩ。

圖12.4端口分流電阻

在確定檢測電阻的布局時，請參考“改進低值分流電阻的焊盤布局，優化高電流檢測精度”獲取關于精度的更多詳情。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987測量輸出電流

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件測量電流的能力有限。它們可以配置為測量奇數通道上的電流：通道1、3、5和7。要進行電流測量配置，必須將通道設置為高分辨率模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位9）。這樣V_SENSEM引腳可連接至高達6 V的共模電壓。V_SENSEP和V_SENSEM引腳可跨接在電感(DCR)或電阻檢測(R_SNS)元件上。

圖13.MFR_CONFIG adc_hires位

偶數位通道不支持此功能，V_SENSEM引腳（通道0、2、4和6）必須保持在GND的±100 mV范圍內。

在這種模式下，此通道提供的唯一功能就是遙測回讀電流。設置adc_hires位會禁用VOUT_EN引腳，并禁用所有故障響應。本質上，對于LTC2977，它會強制通道進入“關閉”狀態，并且它僅回讀檢測元件兩端的電壓(mV)。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987器件未配備READ_IOUT寄存器，或使用寄存器來存儲DCR或R_SNS值。而是使用READ_VOUT命令來獲取原始差分電壓讀數。系統主機需要根據該讀數除以檢測電阻值計算出電流。注意，這些值是以L11格式給出的，而不是L16格式。單位為毫伏。如果使用系統主機或FPGA/CPU讀取電流，則必須進行數學運算，將毫伏值轉換為毫安或安培值。應用筆記AN135中包含將L11十六進制轉換為浮點值的示例代碼。

圖14.用于檢測差分電流的V_SENSE引腳

LTpowerPlay有一個功能，可以很方便地將這個mV讀數轉換為電流回讀值(mA)。這是一個比例系數，可用于在READ_VOUT寄存器中生成調節值。可以通過單擊配置窗口中的設置選項卡來訪問此選項。

輸入VOUT顯示比例框中的值應等于1/R_SNS。如果使用外部CSA，需要將比例系數設置為1/(GAIN_CSA/R_SNS)。其中有一個顯示單位字段，通過將V更換為A，可以將伏特改為安培。這樣就可以顯示經過計算的電流讀數，該電流與基于電路中的檢測電阻得到的實際電流一致。例如，如果R_SNS為10 mΩ (0.01 Ω)，則VOUT顯示比例為100。READ_VOUT寄存器現在會報告一個mA值，反映芯片測量的每mV的100 mA。在本例中，對R_SNS為10 mΩ的電源軌施加592 mA負載，則芯片的測量值為5.92 mV。注意：設置下的比例/偏置值不會保存至器件的NVM，但會保存至.proj文件。

圖15.設置選項卡中的VOUT顯示比例

圖16.READ_VOUT遙測顯示比例值和單位(mA)

因為差分電壓(VSENSEPn – VSENSEMn)限制為±170 mV，所以選擇檢測元件時必須注意，確保IR壓降不超過此限值。這些引腳的共模電壓可高達6 V。例如，如果預期電流在3 A范圍內，則50 mΩ檢測電阻會為ADC提供150 mV電壓，且允許超出3.4 A。因為有大信號，這有助于提高精度，但在輸出路徑中，150 mV也是很大的IR壓降。因此需要在電流測量精度和輸出中的IR壓降之間做出取舍。應始終關閉負載上的反饋環路，以便穩壓器/伺服器調節至合適的輸出電壓。詳情請參見LTC2977數據手冊。

例如，將其中一個奇數位通道分配用于測量輸出電流。通道7測量通道6的I_OUT，這是一個3.0 V電源。

圖17.READ_VOUT轉換為mA（通道7）

當奇數位通道配置為ADC高分辨率模式時，不能使用VOUT_EN引腳，且禁用監控功能；因此，無法快速檢測過電流狀況。但是，如果使用CSA，并將單端信號輸出至V_SENSEP引腳，就可以監控任何通道（在ADC低分辨率模式下）的電流。可以將一個電壓通道專用于監控CSA的輸出。傳輸延遲由通過CSA的延遲、PSM器件導致的延遲，以及任何無源組件（即RC）可能導致的延遲的總和決定。PSM延遲取決于配置，無論故障響應是設置為即刻關閉還是抗尖峰關閉，以及延遲計數設置。

OC/UC故障監控

對于為高值負載供電的電軌，可能需要保護負載，避免受過電流狀況的影響。LTC2974/LTC2975中集成了輸出電流監控器。專用硬件允許用戶配置通道，在監控器檢測到過電流或欠電流條件時關斷。這些器件提供電壓和電流監控功能，這意味著當輸出電壓或輸出電流超過用戶定義的限值時，通道將會關斷。電壓監控器和電流監控器組合集成在VOUT_EN邏輯內部。本文第一部分中的表1匯總了所有PSM管理器的這一功能。

圖18.I_OUT OC/UC故障/警告限值

故障監控器是具有用戶可調閾值的采樣比較器。該比較器每12.1 µs采樣一次，并允許用戶根據用戶定義的設置降低輸出噪聲。只有當故障持續出現多次，或者超出delay_count設置限值，才會觸發監控器。這本質上是一個基于時間的濾波器。delay_count可以設置為7，可以針對OC事件提供84 µs的去毛刺響應。這樣，在提示出現較寬脈沖的故障時，就不會檢測到這些窄毛刺。在負載和管理器之間插入任何RC濾波器都會增加額外延遲。該濾波器會減小毛刺幅度，但會延長監控器的響應時間。數據手冊建議的時間常數為開關頻率的十分之一，這段時間不是太長，不會導致通過濾波器的延遲比監控器響應時間長得多。對于需要快速OC響應的靜音電源，可選擇200 Ω/10 nF或2 µs延遲。對于高噪聲電源，1 kΩ/0.1 µF RC會導致100 µs延遲。這個延遲可能看起來很長，但它比ADC讀數更快，后者可能約為100 ms。

欠壓監控將檢測輸出中的低電流和反向電流問題。低電流狀態是輕負載下的典型狀態，不應出現UC故障。但是，測量的輸出電流值包含負值。雖然通常不使用欠電流監控，但可以通過將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設置為負值，用它來檢測反向電流條件。要禁用UC故障檢測，將IOUT_UC_FAULT_RESPONSE設置為忽略，將IOUT_UC_FAULT_LIMIT設置為較大的負值。默認設置為–1 A。

雖然LTC2971/LTC2972不提供OC故障檢測，但該器件具有OC警告功能，會根據ADC輸出電流測量值拉低ALERTB。警告會拉低ALERTB，并更新STATUS_IOUT寄存器�；�于ADC的讀數會導致響應更慢，并通過硬件引腳和PMBus^®寄存器用作狀態指示器�？梢詫�ALERTB連接至CONTROL引腳，以關斷該通道�；蛘呶⒖刂破骺梢酝ㄟ^聲明中斷來響應ALERTB，并驅動CONTROL引腳或發出PMBus命令來關閉通道。將ALERTB連接至CONTROL的缺點是任何警告或故障都會關斷該通道。

使用LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975上的T_SENSE引腳來補償電感DCR時，可通過溫度監控來關斷通道。過溫故障、警報限值和故障響應可以逐通道調整，以適合應用需求。也就是說，它可以用于關斷單個通道，不是一種全局（整個芯片）設置。

電流回讀L11格式

從PSM器件回讀的十六進制值采用L11格式。無論是讀取LTC2977（ADC高分辨率模式）上的READ_VOUT寄存器，或是讀取LTC2975/LTC2974/LTC2972/LTC2971上的READ_IOUT寄存器，L11格式都是一種符號值，包含5位指數和11位尾數。

L11格式支持電流測量的極性。它是一種符號格式，允許READ_IIN和READ_IOUT寄存器向系統主機提供有關電流方向的信息。LTC2974/LTC2975提供輸出電流的欠電流閾值。負值可用來關斷吸收過多反向電流的通道。

關于L11格式，有一點需要注意，就是粒度。LTC2971/LTC2972/LTC2974/LTC2975數據手冊顯示了一個表，其中列出了各種電流范圍內的READ_IOUT值的粒度。其中有一個固有粒度，這是因為L11十六進制格式，而不是受器件的ADC或任何其他硬件限制。表中還列出了MFR_READ_IOUT粒度，可用于比較。MFR_READ_IOUT值是一種自定義格式，提供更高的分辨率，在高于2 A時具有2.5 mA粒度。限制范圍為±81.92 A。如果板主機CPU/FPGA需要將L11轉換為浮點，它可以向任一寄存器發出讀取請求。READ_IOUT寄存器在電流低于2 A時分辨率更高，且沒有81.92 A限制，但MFR_READ_IOUT值將解析為最接近的2.5 mA。

編程PSM器件和LTpowerPlay

與整個LTC297x器件系列一樣，對PSM器件進行編程并成功首次啟動硬件是非常有益的。使用LTpowerPlay是非常簡單的方法。LTpowerPlay可以免費下載，并在Windows^®上運行。該軟件有一個內置的編程工具，它可以獲取您保存的配置數據，并將其寫入器件的EEPROM。上電啟動后，芯片自動從EEPROM加載其RAM，并準備自動運行。

無論您是LTpowerPlay新用戶還是高級用戶，都可以使用LTpowerPlay基于軟件的電源配置和調試工具來學習如何配置、設計、評估、診斷和調試。如果您不打算使用LTpowerPlay進行編程或提供遙測，下載Linduino C代碼示例是另一種解決方案。LTSketchbook壓縮文件中提供了代碼示例。

圖19.LTpowerPlay是一款功能強大、基于Windows的開發環境，支持ADI公司的數字電源系統管理(PSM)產品

創建.proj文件的檢查清單：

• 確保每個PSM器件在PMBus上有唯一的地址（硬件綁定）。
• 在每個輸出通道上設置IOUT_CAL_GAIN。

  這是R_SENSE、電感DCR，或計算得出的I_MON值。

• 在測量輸入電源電流(LTC2971/LTC2972/LTC2975)的每個器件上設置IIN_CAL_GAIN。
• 設置與溫度相關的配置（例如MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV、MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA）。
• 設置IOUT_OC_FAULT_LIMIT和IOUT_OC_FAULT_RESPONSE (LTC2974/LTC2975)。
• 設置IOUT_UC_FAULT_LIMIT和IOUT_UC_FAULT_RESPONSE (LTC2974/LTC2975)。
• 提示：使用LTpowerPlay中的配置向導來簡化文件生成過程。

總結

ADI的DPSM LTC297x器件是混合信號PMBus IC，可測量和監控電源電流。本文展示了各種檢測方法，其中包括電阻分流、電感DCR和I_MON。通過以OC/UC故障監控的形式提供另一種級別的保護，為該系列的功能集添加了電流測量功能。這些器件使任何電源具有監測、監控和測量電壓和電流的能力。對于高值供電軌，這些特性非常有用。LTC297x提供配置器件的PMBus寄存器的能力，讓您在設計階段的任何時點都能更靈活地更改電路板設計，甚至將電路板部署到現場之后也能更